功率放大器的基本结构和工作原理

("功率放大器的基本结构和工作原理功率放大器的基本结构和工作原理扩音机是一种对声音信号进行放大的电子设备，其基本结构如图5-1所示，常分为前置放大器(简称前级)和功率放大器(简称后级)两大部分。前置放大器通常由输人选择与均衡放大电路、等响音量控制电路、音调控制电路等组成，而功率放大器常由功率放大电路和扬声器保护电路组成。扩音机工作时，输人选择电路主要对收音调谐器、录音座、CD唱机和Av辅助输入等信号源的信号进行选择切换控制，得出所需的信号输入，输入后的信号经均衡放大电路进行频率特性的校正和放大，使输入信号的频率特性变得较为平坦，同时使各种信号源输入的信号电平基本趋于一致，避免在转换不同的信号源时，声音响度出现较大的变化，影响使用效果。均衡放大后的信号则由等响音量控制电路控制信号的强弱，从而调节音量的大小。等响控制的目的主要是在音量较小时提升高、低频信号成分，以补偿人耳听觉的不足，在低响度时得到较丰满的声音信号。而音调控制电路则主要是根据个人的喜好调节电路的频率特性，适当提升或衰减声音中的高、低频成分，以满足听音者的需求。经前置放大器放大处理后的信号被送人功率放大器进行功率放大，以推动扬声器重放出声音。扩音机中为了保护扬声器免受电路冲击电流的干扰，或在电路出现故障时烧毁扬声器，常在功率放大器中加入扬声器保护电路。在高保真的音响设备中，扩音机常有两种组合结构形式，一种是把前置放大器和功率放大器组合在一起，称作合并式扩音机，这种形式把“前置”和“功放”合并在一起，这时由于小信号电压放大的前置级和大信号电流放大的功率放大在电性能上不能互相兼顾，因而不能使扩音机达到最佳的工作状态，特别是前、后级的电源馈电，电源变压器的电磁干扰，印制电路板的走线排列，共用地线的走向等方面总会存在一定的相互干扰，影响整机性能的提高。另一形式是在设计制造上把前置放大器和功率放大器彻底分开，分别使用独立电源，单独的机壳，使前、后级之间互不干扰，形成前、后级分体式的结构，在使用时再把它们用信号传输线连接起来，这种分体式结构的扩音机可获得极高的性能指标。以上所述是单声道扩音机的结构和工作原理，而立体声扩音机则是两部性能一致的单声道扩音机的组合，分别放大左和右声道的信号。功率放大器功率放大器是扩音机的后级，是高保真音响设备的关键核心部分。它的作用是对音频信号进行不失真的功率放大，以足够的电功率去推动扬声器。随着电子应用技术的进步和各种元器件的变革，其电路结构形式已经发生了很大的变化，从传统的变压器耦合式推挽电路，发展为OTL、OCL、BTL以及全对称、全直流等多种形式。下面对目前使用较多的OCL、BTL、全对称、直流以及V-MOS场效应管等功放电路进行学习。一、OCL功率放大电路在OTL功放电路中，由于接有输出电容Co，它的容抗会影响电路输出的低频响应;同时，OTL电路上、下两路推挽功放管的供电方式不同，上路由电源供电，下路则由Co利用其充电电压进行供电，从而造成了功放上、下两路电路工作的不对称，使电路失真增大。为了避免输出电容Co对电路造成的不良影响，要求较高的放大器往往采用OCL电路，又称直接耦合互补功率放大器。电路采用正、负两电源供电使推挽电路较为对称地工作，同时，省去了输出电容，使低频端没有衰减，一直可以延伸到10Hz以下，其电声性能指标远远超过OTL电路。1(OCL基本电路的结构和原理OCL(OutputCondenserLess)功放电路的基本结构如图5-40所示。VT1、VT2是两个不同极性的功放三极管，组成互补推挽功放电路，每个功率管分别由各自的电源Vcc1和Vcc2供电，且Vcc1=Vcc2，即VCE1=Vcc1，VEC=Vcc2。两管的发射极与扬声器直接相连接，从而省去了输出电容。此时，OCL电路输出的中点电位VA不再是OTL时的Vcc/2，而是变成VA=0。因为这时输出与扬声器间是直接耦合，若输出中点的电位VA不为零的话，将有直流电流流人扬声器，使音圈偏离中点，产生额外的失真，严重时可能烧毁扬声器，所以OCL电路的中点必须确保直流零电位。当输入信号ui加于电路输入端时，对于ui的正半周，VT1导通而VT2截止，产生电流ic1从左向右流经负载RL;对于ui的负半周，VT1截止而VT2导通，产生电流ic2从右向左流经负载RL;从而在负载RL上得到一个完整的放大了的输出信号。OCL功放电路的输出功率与电源电压VCC1(Vcc2)、负载电阻RL，的关系为其中，Vcc1(Vcc2)为每侧电源电压之值。若以Vcc=Vcc1+Vcc2，Vcc1=Vcc/2表示，其输出功率则与OTL功放电路的输出功率Pcm=Vcc×Vcc/8RL完全一样。2(差分输入放大电路OCL电路各级晶体管间均采用直接耦合，温度的变化，电源电压的波动，都会产生零点漂移现象，使OCL电路输出的中点偏离零电位。这种现象在OTL电路中同样存在，它的中点电压也会偏离，但不是偏离零点，而是偏离原来的中点电压。这对OTL电路来说，由于输出中点与扬声器间接人的大电容器起了隔直作用，问题不大，而OCL电路产生零点漂移却是不允许的。因此，OCL电路往往在前级采用温度稳定性极好的差分(差动)放大电路来克服零点漂移，稳定电路的输出中点，确保中点为直流零电位。(1).差分放大电路的基本原理图5-41所示为带有差分输入电路的OCL功放电路，由VT4、VT5及R1,R4组成差分电路。它是一个单端输入、单端输出电路。要求两只晶体管的特性参数对称，其本身的工作点通过基极所接的两只偏置电阻R2和R3来确定。这两个电阻数值相等，一个接至公共端(零电位)，另一个接到功放输出的中点A。在电路正常情况下，VA=0。这样，两个电阻都与零电位接通，两管的发射极相互连接并通过共用发射极电阻R1接至电源+Vcc，对VT4、VT5提供偏置电压。这时流过R1的电流是两管发射极电流之和。VT4集电极电流流过电阻R4，R4作为VT4的集电极负载电阻，又是VT1偏置电阻，其压降VR4就作为VT1的偏置电压。VT5集电极不接电阻，并不影响它的集电极电流Ic5的大小，因为它的集电极电流是由它的基极电流IB5所决定的。由于两差分管的参数对称，所以它们的Ic、IE均相等。假如温度升高，使得Ic4、Ic5同时增加，则流过R1的2Ic也增大，两管的发射极电位就下降。此时对于PNP型管来说，发射结将得到一个反向偏置信号，也就是它的结电压减小，从而使两管的IB减小，Ic也减小，稳定了工作点。其作用过程:若Ic4、Ic5??VR1??VEB4、VEB5??Ic4、Ic5?差分电路工作点的稳定是靠发射极公用电阻R1的电流反馈作用来完成的，且R1愈大，稳定效果愈好，但过大又会影响电路的工作点和动态范围。差分电路本身必须具有极好的温度稳定性，才能对OCL电路的输出中点起到良好的稳零作用。这就要求差分管的特性(ICEO、β及输入特性)要对称一致。一般是在Ic?1mA条件下配β，并观察输入特性是否一致;至于ICEO，对于硅材料管来说，ICEO往往很小，不是主要问题。在要求高的场合，往往采用一种差分电路专用的差分对管，它的结构是把两只特性相同的晶体管装于同一个管壳里，使其各项参数均能对称。(2).OCL电路输出中点电压的稳定在图5-41所示电路中，设电路已调试至正常状态，在使用中由于温度的变化或电源的波动，引起中点A的电位发生漂移。例如，当VT2基极注入的电流增大时，相当于管子的内阻rce2变小，在它上面的分压就小，因而A点电位上升。这时，如能设法使VT2的基极电流减小，或使VT3的基极电流也增大，或者两种方式同时进行，使得VT2、VT3的内阻rce2和rce3一样，分压相等，A点就自然会回复到零位。这个作用过程就要靠差分放大电路来完成。若A点电位上升，经过R3的作用，使VT5的基极电位上升，它的偏压减小，发射极电流IE5减小，使射极电位VE因R1、上压降减小而上升。VE的上升，对VT4来说，可使其偏置电压VEB4增大，使电流Ic4增大。只要R1足够大，差分电流IE5的减小量与Ic4的增加量的差值就很小，因而，整个差分电路的总IE基本不变，使得差分电路能稳定地正常工作。随着VE的上升，Ic4增大，使得VT4的集电极电位即VT1的基极电位上升，Ic1增大而Vc1下降。这时，VT2基极电位下降，减小基极电流的注入;同时，VT3基极电位下降，增加基极和集电极电流，使得VT2、VT3的内阻发生相应的变化，中点A电压下降而保持零电位。其作用过程如下:差分电路的自动稳零作用，就是靠这个直流负反馈过程来完成的。(3).交流负反馈的引入差分放大电路除了利用直流负反馈来稳定中点外，还利用交流负反馈的作用来改善提高电路的各项交流指标。交流负反馈工作原理如图5-42所示。电路中，省去了在交流时可视作短路的电容器。VT4、VT5构成差分放大器;VT1,VT3是推动级和互补功放级，用方框表示。方框输入端是VT1的基极，输出端是OCL电路的输出中点(参看图5-41)。由于VT1工作于共发射极电路，VT2、VT3均工作于共集电极电路，所以方框的输入和输出反相。在电路输出中点除了接人负载RL之外，还接人了R3、R5的分压支路，分压后把R5上电压反馈至VT5的基极，构成电路的交流负反馈支路。设在VT4的基极输入一个正信号，则集电极将输出一个反相的负信号送人VT1的基极，经VT1,VT3放大后，由中点输出正信号。该信号经R3、R5分压后反馈至VT5的基极，在VT5的发射极产生正信号。该信号与输入VT4的正信号刚好同相，但一个从基极输入，一个从射极输入，使得输入信号被削弱，起到了负反馈的作用。负反馈的强弱由R3、R5的分压比决定，因而整个电路的反馈系数为R5/(R3+R5)。调节负反馈量的大小可以改变OCL功放电路的增益。3(OCL电路静态工作电流的稳定从图5-41可以知道，OCL互补功放管的直流偏置由两管基极间的偏置电阻R得到，在推动管VT1集电极电流的作用下，该偏置电阻将产生压降VR。这时，B点电位VB对VA呈现高电位，C点电位Vc对VA呈现低电位，分别使互补管得到合适的偏置。然而，温度的变化将引起VT1的Ic发生变化，从而使VR也发生变化，影响到功放级的静态电流也随之变化。针对这一问题，往往在互补功放级的偏置电路中采用二极管稳压或热敏电阻补偿、晶体管恒压偏置等方式，以稳定两互补管的偏置电压，从而实现静态电流的稳定，如图5-43所示。(1).二极管稳压补偿方式图5-43(a)所示电路在互补管的两基极间加入二极管进行稳压，利用二极管的正向压降(硅材料管为0.7V，锗材料管为0.3V)的特点，可用多个不同材料的二极管串联，使其两端(B、C端)压降满足互补管的要求，或者在二极管稳压后再加入可变电阻R对偏压进行调节(如图中虚线所示)。这样当推动管的Ic发生变化时，二极管两端的压降保持不变，从而稳定了功放级的静态电流。此外，二极管还具有一定的温度特性，当温度上升时，二极管的正向电阻将稍微减小，使得Vsc下降。这样可适当补偿由于温度变化而引起Ic2、Ic3的增大。(2).热敏电阻补偿方式图5-43(b)所示电路中，VT2、VT3采用锗材料晶体管，其偏压VB'c'只要0.6V左右;而利用一只硅材料二极管，VBC却得到0.7V，比额定值高，所以接入R1、R2进行分压，使其满足要求。同时，电路在R2上并接了热敏电阻R3，利用其负阻特性(即温度越高，阻值越小)，可在温度变化时使Ic2和Ic3比较稳定。(3).晶体管恒压偏置补偿方式图5-43?所示电路中，由VT4、R1、R2组成晶体管恒压电路，当IR>>IB时，IB可以忽略。这时VCE4=IR(R1+R2)=VBE4(R1+R2)/R2=VBE4(R1/R2+1)。恒压电路一般都采用硅管，它的VBE是相当稳定的。因此，VCE4也相当稳定，基本不受电源电压波动的影响，它的大小决定于R1、R2两电阻的比值。另外，R1接于VT4的c、b极之间，对电路引入很深的直流电压并联负反馈，也使VCE4更为稳定。恒定的VCE4正好作为后级互补管的偏置电压，只要适当调节R1的阻值，就可使互补管得到合适稳定的偏置。(具体电路分析4图5-44所示是一OCL功放电路的实例。其中，VT1、VT2组成单端输入、单端输出的差分输入放大电路;VT3是推动级，它是由一只PNP管组成的共发射极放大电路，采用PNP型管是为了与差分输入电路的NPN型管相适配，易于中点电压的调零;VT4、VT6与VT5、VT7组成复合准互补甲乙类推挽功率放大输出级;电路采用正、负两组对称电源供电，使电路能对称地工作。(1).静态工作情况R1、R6是差分输入级VT1、VT2的偏置电阻，静态时，两管电流大致相等，Ic1=Ic2?0.8mA。R2既是VT1的集电极负载电阻，又是推动级VT3的偏置电阻。改变R2的阻值，可以调整VT3的静态工作电流Ic3，改变VT3的集电极电压Vc3，从而可以使OCL电路的中点电位VA=0V。VD1和R7组成推挽输出级的静态偏置电路，使输出级工作在甲乙类状态。调整R7阻值的大R13是VT6、VT7的小，可以改变输出级的静态工作电流，一般应调在10,30mA左右。R11、偏置电阻。R14、R15是VT6、VT7的发射极电阻，起直流负反馈作用，稳定功放管的工作点。R6又为电路的直流负反馈电阻，其主要作用是通过其引入的强烈的直流负反馈，自动调节电路的稳定状态，使中点电压VA始终维持在0V状态。(2).动态工作情况当电路有输入信号时，经C1耦合至差分放大输入级。由VT1放大后，从VT1的集电极输出，直接耦合至推动级VT3，放大后从集电极输出，加于互补推挽功放的输入端。在信号的正半周，VT4、VT6导通工作，VT5、VT7截止。反之，在信号负半周时，VT5、VT7导通工作，VT4、VT6截止。这样，上下两路功放电路在信号的正、负半周轮流导通工作，从而完成对输入信号的功率放大。电路中，C6、R9组成自举电路，用来提高下路功放管VT5、VT7的基极驱动电流，使其在输出负半周信号时可以充分导通。R5、C3是电路的交流负反馈调节支路，改变R5的大小，可以调节电路的交流负反馈量，且R5愈大，反馈量愈大，电路的增益愈小。C3常称作交流负反馈电容。VT6、VT7的发射极电阻R14、R15还具有交流负反馈作用，改善电路的交流特性。5(OCL厚膜功放集成电路厚膜功放集成电路是在一块基片上用厚膜技术把若干个有源芯片和无源元件连接起来，再加以封装的完整组件。厚膜功放集成电路具有精度高，功率大，电路设计灵活，应用简单方便等特点，在音响设备中应用甚广。这些厚膜电路常分为单路(单声道)和双路(立体声)两大类，这些集成电路的使用条件是:负载允许短路时间为2s，工作时外壳温度在100?左右，保存温度为-20,+135?。(1).STK4101?系列功放集成电路STK4101?系列属OCL电路结构，包括了表5-2所列出的10种集成电路。从表中可知，它们的主要电参数区别是供电电压与输出功率的不同。它们的内电路和应用电路如图5-45所示。其中，集成电路内部含有静噪三极管。(2).STK4036XI列功放集成电路这七种OCL功放集成电路采用了全互补单路结构形式，有较好的电路对称性，因此，其失真度极小，只为0.008%。工作时最高壳温可达125?，这类集成电路如图5-46所示，主要电参数见表5-3。6(扬声器保护电路图5-47所示是一种专门用于OCL等功放电路的扬声器保护电路，它能有效地消除功放开关机的冲击噪声,防止输出端直流偏移零电位及功放过流时损坏扬声器。电路中使用了专用扬声器保护电路uPC1237。实用中，根据功放电路的交、直流供电状态，电路中的R6、R8、R12将有不同的取值范围，见表5-4。保护电路工作电压为25,60V，通常可直接利用功放的正电源供给。uPC1237由单电源供电时，?脚是电源端，最高极限值为8V，当工作电压不同时，可改变R8适应之。继电器K的工作电压为24V，串入R12是为了适应不同电源电压的要求。uPC1237的?脚是扬声器接入延时控制端，延时时间的长短由C3、R7对应的时间常数决定，增大C3、R7可延长延时时间。通电后，延时电路起作用，待功放电路达到平衡稳定后，延时电路才让继电器吸合，接通扬声器通路，从而避免了开机冲击声对扬声器的影响。uPC1237的?脚是交流断电检测端，防止功放关机的噪声冲击扬声器。当功放电源开关关断时，变压器次级交流电压马上消失，此时小容量电容C2经?脚内阻快速放电，?脚电位迅速下降，内部电路控制继电器动作，断开扬声器通路，从而防止断电后的过渡过程中功放输出失去平衡而对扬声器产生关机冲击声。?脚的检测最高极限电压为10V。当变压器的次级(二次侧)电压值不同时，可改变R6阻值进行适应。uPC1237的?脚是功放输出中点漂移检测端。当?脚检测到L或R声道的功放中点直流电位发生正或负的漂移，且超过设定的阈值时，内部电路马上使继电器释放，断开扬声器，达到保护的目的。电路内部设定的控制阈值为?1V左右。uPC1237的?脚是功放过流检测端。电路通过VT1、VT3分别对L或R声道功放输出管的发射极电阻压降进行取样。当功放输出超过额定电流值时，发射极电阻上的电压将超过保护电路设定的过流阈电压，则VT1或VT3导通，引起VT2也导通，电源电压经R9、VT2、R11加?脚，只要流入?脚的电流超过110uA，内部的保护电路则控制继电器断开扬声器，实现于过流保护，既保护了扬声器，又保护了功放管。uPC1237的?脚是扬声器保护电路工作方式选择端。当?脚直接接地时为自动复位工作方式，即在保护电路动作，继电器断开扬声器后，若功放电路恢复正常，继电器则自动恢复接通扬声器。当?脚经电容C1接地则为锁存工作方式，即继电器一旦动作断开扬声器，将一直继续保持，不管功放电路是否恢复正常，一直到电源开关关断后电路重启为止。二、BTL功率放大电路已经知道，OTL电路的输出功率为Pcm=Vcc/8RL。若对OCL电路，则上式中的Vcc为正、负两组电源之和。根据上式，要提高电路的输出功率，一是提高电源电压，但电源电压的提高给晶体管、电解电容器、电源变压器等元件带来更高的要求;二是减少负载阻抗，但一般扬声器的阻抗已规定为4Ω、8Ω、16Ω，不能随意改动，且扬声器阻抗的减小，将对功率放大管有更高的要求。那么，能否用一般功率的晶体管，在一般电源电压条件下，获得较大输出功率，且又具有较高的电气性能呢?这就引出了BTL功率放大电路。1(BTL电路的基本结构和工作原理BTL(BridgeTransformerLess)功放电路又称作桥式平衡功放电路。实质上它是两个特性对称的OTL放大器(或OCL放大器)的组合，其基本电路如图5-48所示。即用一组电源Vcc(Vcc的大小与原OTL电路一样)供电，把两个OTL放大器的功率输出管VT1、VT2和VT3、VT4组成桥式接法，四只功率管分别是桥的四臂。静态时，OTL电路相互对称，因而电桥处于平衡状态，VA=V'A，负载两端的电压VAA'=0，所以负载上无直流电流流动，从而可以不接输出电容而采用直接耦合。动态时，输入信号由倒相电路分离，在同一时间内，分别输出正、负半周信号去推动这两组输出电路(即VT1、VT2和VT3、VT4)。设在输入信号的正半周期间，倒相电路左边输出正信号使VT1导通，右边输出负信号使VT4导通，从而产生输出电流ic1流经负载，其流向为:Vcc正极?VT1C极?VT1E极?RL?VT4E极?VT4C极?Vcc负极，在RL上得到正半周的输出信号。这时，VT1、VT4导通;ICM1=Vcc/RL。同理，在输入信号的负半周期间，倒相电路左负右正。使VT2、VT3导通，信号电流ic2流经RL产生负半周输出信号，其流向为:Vcc正级?VT3C极?VT3E极?RL?VT2E极?VT2C极?Vcc负极，且Icm2的大小也为Vcc/RL。不论正半周或负半周，加于负载RL上的最大输出电压Vcm均为Vcc，于是可以得到BTL功放电路的最大输出功率为显然，在相同的电源电压和负载的条件下，BTL功放电路的输出功率将是OTL电路的四倍，这是理论值。实际上还应考虑管子的饱和压降，发射极电阻的损耗等。BTL电路的电流利用率高，可在低电源电压下得到较大的输出功率。电路的输出中点，即扬声器中心始终保持零电位，因而，电冲击比其他无变压器电路要小得多。此外，由于电路的对称性，使得同相输入干扰能基本上互相抵消，把偶次谐波干扰也减到最小程度，电路的交流声和失真度极小。但是工作时流过负载的电流是OTL电路的2倍，所以对电源的要求很高，要求电源的内阻rm要很小。2(几种常见的BTL电路在BTL电路中，要求左右两路放大器的对称性要好，所以往往采用集成功放来完成。(1).C-E分割倒相式BTL电路如图5-49所示，它利用VT1集电极与发射极输出信号反相的特点完成BTL电路的倒相作用。这时，E极输出阻抗小而C极输出阻抗大，因而，这种倒相电路的一致性较差。但由于后级采用了高输入阻抗的集成功率放大器，所以影响不是很大。(2).差分放大倒相BTL电路如图5-50所示，它利用差分放大器作BTL的倒相电路。这是一个单端输入、双端输出的差分电路。其双端输出信号反相，分别推动两路功放电路。这种电路倒相质量高，信号一致性好，电路增益较高，且噪声、相移、失真均较小。(3).自倒相BTL电路由于集成功放往往采用差分放大器作电路的输入级，因而，具有同相和反相两个输入端(一般使用同相输入端)。如图5-51所示，把第一集成功放的同相输出信号，通过电位器Rp和R分压，由C耦合至第二集成功放的反相输入端，通过Rp控制输入信号的强弱，使两集成功放输出电压相等，从而构成了利用集成功放的自倒相BTL电路。这种电路结构简单，但噪声和失真稍大。图5-52所示是自倒相BTL电路的实际应用电路。集成电路TDA2030A?脚是同相输入端，?脚是反相输入端。信号由IC1?脚输入，放大后的同相信号由第?脚输出加于负载的上端。此外，由电阻R7、R6对IC1输出的同相信号进行分压，由C5送入IC2的反相输入端(?脚)，放大后的反相信号由IC2的?脚输出，送到负载的下端，从而使负载得到合成的输出电压。该电路在双电源?16V供电情况下，可输出34W的最大功率。三、全对称功率放大电路全对称功率放大电路是OCL功率放大电路的改进形式。它把OCL电路中的差分输入放大级、推动放大级和复合功放级等各部分电路都设计成互补对称的形式，从而使得信号从输入到放大后输出都处于推挽放大之中。由于该电路具有很好的对称性，故具有很高的稳定性和保真度。全对称功率放大电路如图5-53所示。1(全对称功放电路的基本工作原理在图5-53中，VT1、VT2和VT3、VT4构成了PNP和NPN极性的双差分输入放大电路，分别放大输入信号的正、负半周期。其中，R2、R3、R5、R6分别是双差分电路的集电极负载电阻;R1、R13是基极偏置电阻，这两个电阻阻值应相等，保证差分两管对称工作;R4、R7是差分电路的发射极电阻，其取值较大，目的是引入较深的直流负反馈，以稳定差分电路的工作点。VT5、VT6是上、下两路功放电路的电压推动放大级，由于与差分电路是直接耦合，故R2、R5上的压降就是VT5、VT6的偏置电压。R9、R11是推动管的发射极电阻，起交、直流负反馈作用。VT7、VT9和VT8、VT10是复合互补功率放大管，由于使用了不同极性的放大功率管，故构成了全互补的组态，使电路的工作更为对称。VD1,VD3、R10、R12是互补功放级的静态偏置电路，改变R10可以调整功放级的静态工作电流;R12是热敏电阻，对功放级的工作点起到一定的稳定作用。R14、R15是VT7、VT8的发射极电阻，既起负反馈作用，又是VT9、VT10的偏置电阻。R16、R17是VT9、VT10的发射极电阻，起交、直流负反馈作用，在稳定VT9、VT10工作点的同时，又改善了功放的交流指标。R8、C2、C3是整机电路的交流负反馈支路，R8的大小决定反馈量的大小，即电路增益的高低。C4是电路的相位补偿电容，防止电路产生自激。R18、C5是扬声器的相位校正元件。当输入信号正半周时，VT3、VT4差分电路工作，信号经放大后由VT3的集电极输出，直接耦合至VT5作推动放大，然后再推动VT7、VT9上路功放管工作，功放后的信号由VT9的发射极输出，推动扬声器工作。同理，当输入信号负半周时，电路则由VT1、VT2、VT6、VT8和VT10工作，放大信号的负半周。这样，电路将分成上、下两路，对称地推挽工作，共同完成对输入信号的放大。2(恒流源负载电路从图5-53的分析知道，当推动管VT5工作时，VT6将处于静止工作状态。这时，VT6的基极偏置来自于R5上的压降，而R5上的压降又取决于差分电路VT1的工作电流。由于差分电路工作特性是非常稳定的，故VT6的偏置亦将是稳定的。VT6的集电极电流是恒定的，即VT6构成了一个恒流源电路。并且，该恒流源就作为推动管VT5的工作负载。根据晶体管的特性，在正常状态下，Ic只与I有关，即Ic=βI。一旦I确定，IcBBB也就基本固定。V的变化对Ic不会有多大的影响。如图5-54CE所示，尽管V的变化量?V很大，但ic的变化量?ic却很小。CECE这就说明晶体管的动态内阻?V/?ic是一个很大的数值，约CE几百kΩ;而它的直流内阻V/Ic却很小。这样，在交流状态CE下，VT6具有较大的阻值，相当于VT5的交流负载电阻增大，从而使电路的增益得到提高。推动级工作时，VT5导通工作，集电极电流增大。此时，由于VT6电流的恒定，使得VT5电流的增量全部注入后级，使得VT7、VT9得以充分导通工作。同理，当VT6作下路推动放大时，VT5则作为VT6的恒流源负载，以使VT6得以正常工作。OTL、OCL电路的性能往往受制于OTL中点输出电容器Co、消振电容CN、负反馈支路电容CF和自举电容CB，为此，必须在原电路的基础上加以改进，设法去掉这些电抗性元件，遂发展为直流(DC)功率放大器。四、直流(DC)功率放大电路1(直流功率放大电路的特点现代的功率放大电路(OTL、OCL等)大都采用直接耦合形式，但是直接耦合不一定就是直流放大器。如图5-55所示，图(a)所示电路中由于输入耦合电容Ci和负反馈电容CF的存在，放大器在较低频率时会呈现衰减现象，因而不能放大直流信号。图(b)所示电路虽然省去了Ci，但CF仍会在低频率时使负反馈加深，而对直流则全反馈，故与图(a)一样仍属于交流放大电路。图(c)所示电路既不用Ci也不用CF，负反馈量不再随频率而变，放大器对直流和交流具有相等的负反馈量，使直流和交流增益相等，即放大电路既可放大交流，也可放大直流，这是完全的直流放大电路。图(d)所示电路从本质来说也属于直流放大电路，但有意接人了Ci，致使直流不能通过，低频存在衰减。这是因为放大器重放声音时，低频能伸展到10Hz已经足够。若进一步向低频延伸，只会把一些无用的数赫频率的低频干扰暴露出来。虽然人耳不能直接听到这些频率很低的干扰信号，但它可以造成扬声器的运动失常而引起失真。所以在输入端加入了Ci构成一个高通滤波器。显然，图(d)与图(a)、图(b)所示电路在本质上是截然不同的。因此，通常所说的直流功率放大电路，并非真要放大直流信号，而是指可以放大很低频率信号的功率放大电路。直流放大电路与交流放大电路比较，有很多明显的优点，它的频率特性、输出信号的相位，负反馈深度和输出内阻等不随频率而变化。而交流放大器的频率特性则随着频率的下降而衰减，输入与输出之间会产生相移;且由于CF的存在，负反馈量也会发生变化，引起放大器的输出内阻和增益的不稳定。实际听音表明，在重放低频信号时，直流放大器的音质要比交流放大器丰满动听。2(互补差分放大电路由上述讨论可知，为使交流放大电路具有直流放大电路的性质，必须去除电容CF，如图5-56所示。图中，VT1、VT2是差分放大器。根据电路的对称性，偏置电阻R1须等于R2(原来状态)。可是，CF去掉以后，隔直作用消失，R3与R2并联(R3的阻值往往较小)，严重影响了VT2的工作状态，导致差分电路和功放电路极不正常。为此，直流功率放大电路常把差分电路改为由四只管子组成的互补差分放大器，如图5-57所示，图中，VT1,VT4为互补差分放大管，它们的参数必须对称，因而IB1=IB2，IB3=IB4，基极电阻R1、R2中无直流电流通过，即互补差分电路的直流工作状态与R1、R2无关，从而为省去CF提供了良好的条件。互补差分放大电路还可输出不同相位的激励信号，为平衡激励打下基础。同时，电路有良好的共模抑制能力，使电路的输出中点得到稳定。3(直流功率放大电路直流功率放大电路如图5-58所示，VT1,VT4组成互补差分放大电路。当信号输入时，从VT1和VT2的集电极输出相位相反的信号，分别送至由VT5、VT6组成的平衡激励电路。平衡激励电路的特点是VT5、VT6互为恒流源负载。当输入正半周信号时，VT6工作，而VT5则作为恒流源负载，使VT6的电压增益比电阻负载时要大得多(一二个数量级)。当输入信号为负半周时，VT6又等效为VT5的恒流源负载。这种激励方式增益高，失真小，使输出管能得到较大的激励功率。功率输出电路与一般全互补OCL电路相同，此处不再介绍。上述直流功放电路去掉了Co、CB和CF，这些电容的影响也随之消失，所以电路特性要比OCL电路好，但是要选择四只特性相同的互补差分放大管往往有一定的困难。另外，图5-58中还有两个消振电容CN，还未能彻底根除瞬态互调失真现象。因此，要进一步提高电路性能，必须把CN也去掉。而CN是利用它的滞后补偿作用来防止电路出现高频自激的，把它省去后，电路必然会因相移而出现自激。这时由于电路中只剩下电阻和晶体管，电阻不会产生相移，故电路的相移只能由晶体管的高频特性产生。就高频特性来说，晶体管可以看成是一种有源的相移元件。如果说CN是利用滞后补偿特性来调整电路的相移而防止自激的，那么可以通过严格选择各级晶体管的不同高频特性(截止频率)，即调整有源相移元件来改变电路的相移，达到防止自激的目的。这样一来，电路既没有电容又没有变压器，要比直流功率放大电路具有更优越的性能，称作CL功率放大电路。五、V-MOS场效应管功率放大电路V-MOS场效应管又称作V型槽金属氧化物半导体场效应管(VMOSFET)，是近年来才发展起来的一种新型器件1(V-MOS管的性能特点和使用(1).V-MOS管的性能特点MOS管主要有如下一些特点:与普通的大功率晶体管相比较，V-a(它既保留了一般场效应管的全部特点，又具有接近理想的线性传输特性，且耐压高，输出电流大，非常适宜于在音响设备中使用。B(具有高输入阻抗(100000000Ω左右)和低驱动电流(0.1uA)，使输入端能直接与高阻抗的器件相接(如CMOS、TTL集成电路等)。其驱动功率很小，一般认为只要有电压就可以驱动，在音频功率放大器中可使推动和偏置电路大大简化。C(开关速度快(纳秒级)，尤其适用于高速开关电路，如V-MOS管能在4ns(纳秒)内开关1A的电流，这比普通的晶体管快了10,200倍，在音响电路中可显著减小开关失真现象。D(工作频率高，可达超高频范围，且通频带宽，被广泛应用于超高频的大功率放大、振荡、混频等电路。E(增益高，其一级放大可以代替晶体管的3,5级放大，从而更加简化放大电路的结构。F(具有负的电流温度系数，其漏极电流能随温度的上升而下降，且无二次击穿现象，性能稳定可靠。MOS管的使用(2).V-正如晶体管有PNP型和NPN型两种类型一样，V-MOS管根据其结构中沟道所属的半导体导电类型，也分为P型沟道和N型沟道两类，而每类又有增强型和耗尽型两种。它们在电路中的符号如图5-59所示。目前国内应用的以N沟道增强型为多。由于V-MOS管属于绝缘栅器件，过高的栅极电压会引起绝缘栅损坏，故制造时有部分产品在栅、源极之间加有保护稳压管(15,18V)，一旦栅源间出现高电压，稳压管立即导通，将高压短路，保护管子。对内部未设保护稳压管的管子，在电路允许的情况下，也可外接保护二极管。V-MOS管在业余条件下可用万用表进行测试，粗略地判断管子的质量。?.判断各电极极性以下测试是对内部没有设保护二极管的V-MOS管而言。在测试栅极与漏极或栅极与源极之间的电阻时，不论万用表极性如何，若阻值均为无限大，这就可判断出栅极，其余两极(源、漏极)在正常情况下相当于一个PN结。对于N沟道增强型管子，漏极接N区，源极接P区，因此当万用表红笔接源极，黑笔接漏极时，测出阻值应较大，相当于PN结反向截止。若表笔接法相反，将测出较小的阻值，相当于PN结正向导通。?.判断跨导的大小对于N沟道增强型管子，在测试跨导大小时，可以用万用表的R×10k挡，红笔接源极，黑笔接漏极，此时栅极处于开路状态，管子呈现的电阻很不稳定。再用手接触栅极时，管子的电阻应有明显变化，变化越大则管子的跨导越高。在使用V-MOS管时，应注意仪器、烙铁、电路板等应良好接地，防止橡胶、合成材料等可能引起的静电感应电势。在高频情况下使用时，避免使用过长的导线。用图示仪测量管子特性时，应在栅极回路中串入5,10kΩ电阻，防止自激。用万用表测量时，应尽量避免用表笔单独接触栅极。焊接管子时，最好先将管子的三个电极暂时短路。在通电情况下，不要拆装管子。2(V-MOS管的基本电路(1)共源极放大电路V-MOS共源极放大器是一种常用电路，如图5-60(a)所示。它类似电子管的共阴极或晶体管的共射极电路，具有输入阻抗高的特点，有很高的电流增益和电压增益。(2)共栅极放大电路电路如图5-60(b)所示，它类似于电子管的共栅极和晶体管的共基极电路。这种电路的源极与输出的漏极之间有很好的绝缘，常用作开关电路和阻抗变换放大，其电压增益与共源极电路相同。(3)源极跟随器电路如图5-60?所示，它类似于电子管的阴极和晶体管的射极跟随器，有相当高的电流增益，常用于阻抗匹配和推挽放大电路。(4)并联使用电路如图5-60(d)所示，为了输出更大电流，可把多个V-MOS管直接并联(R1、R2也可不加)使用。并联后的跨导将是原跨导之和，还进一步减小了导通电阻。(5)串联使用为了输出高电压，亦可以把多个V-MOS管串联使用。3(V-MOS管功率放大电路V-MOS管在功率放大电路中的应用如图5-61所示。它是一个输出40W的功率放大器电路，主要由输入级、激励级和功率放大三级组成，级间采用直接耦合，属OCL电路形式。输入级VT1、VT2是典型的差分放大电路，采用50V电源供电，有利于提高该级的动态范围。发射极电阻R3、R4的接入，引入了负反馈，扩展了频带宽度。差分级的电流由恒流源VT3供给，使本级能稳定工作。该级采用了双端输出的方式，通过负载R7、R8把倒相的信号送至下一级。VT4、VT5组成第二级差分放大器，作为电路的中间电压激励放大。射极接有负反馈电阻R12、R13，保证了该级增益的稳定。R14、R15分别是VT4、VT5的集电极负载电阻，其直流压降作为VT6、VT7的栅极偏压，而交流信号电压便是VT6、VT7的栅极激励电压。VT6、VT7是末级功放电路。由于V-MOS管的优异特性，使有关电路大为简化。需要注意的是:一般V-MOS管的栅、源极间耐压只有30,40V，为使它能安全工作，电路在管子的栅、源极间加入了稳压管VD2、VD3起保护作用，一般选击穿电压为10,12V的稳压管即能满足要求。R16、R17用于抑制高频自激，因为V-MOS管需要的栅流极小(可以忽略)，故R16、R17的取值可以较宽，一般在1kΩ至几十kΩ之间选取。C4、C5、R11、R10、Rp2构成大环路的负反馈网络，使放大器获得合适的增益与最小的失真，其闭环增益与负反馈量均由R11、R10的比值来决定，Rp2是调节中点电位(应为零)的电位器，C4、C5是超前补偿电容，L是超音频抑制线圈。本文档来源于第一文库网：https://www.wenku1.net/news/0DB5E5CA54808B1B.html",)